摘要：本文針對傳統基準電壓的低PSR以及低輸出電壓的問題，通過采用LDO與帶隙基準的混合設計，并且采用BCD工藝，得到了一種可以輸出較高參考電壓的高PSR(電源抑制)帶隙基準。此帶隙基準的1.186 V輸出電壓在低頻時PSR為-145 dB，在0～1GHz頻帶內，最高PSR為-36 dB。在-50～150℃內，1.186 V基準的溫漂為7.5ppm/℃。
關鍵詞：電源抑制;級聯;帶隙基準;低壓差線性穩壓器;溫度系數
電子鎮流器的芯片內數字部分的干擾，這就給芯片的電源帶來較大的干擾。因此對芯片內基準的中頻PSR(Power Supply Rejection，電源抑制)有較大要求。本文從此角度在Brokaw帶隙基準的基礎上進行改進，采用LDO與基準的級聯設計來增加其PSR。
1 電路結構
1.1 基準核心
目前的基準核心可以有多種實現方案：混合電阻，Buck voltage transfer cell，但是修調復雜，不宜工業化。本設計采用Br大電流電感okaw基準核心，其較易實現高壓基準輸出，并且其溫漂、PSR及啟動特性均較好。本文采用的改進的Brokaw基準核心的結構如圖1所示。
對此核心的分析：
三極管的輸出電流公式：
其中I是三極管射極電流，Is與射極面積成正比，n為一常數，取1。這里，取VQC2：VQC1=8：1，因此Is2=8xIs1，又I1=I2，分別代入(1)并相除，整理得：
其中Vbe1是負溫度系數，Vt是正溫度系數，RC2與RC1是同類電阻，溫度系數相抵消，選擇合理的RC2/RC1，就可以得到一階補償為0的基準電壓，可以很好的滿足本芯片的要求。
在電流鏡的選取上，采用威爾遜電流鏡，精度高，不需外加偏置電路，因此電源抑制比較高。輸出管采用mos管，對VQC5、VQC1支路電路影響小。通過增加MC1，使VQC2和VQC1的集電極電位相近，減小誤差。
產生的Vref為4.75 一體成型電感器V，在放大電壓的同時，PSR、溫漂均放大了4倍，即PSR升高了12 dB(在隨后的仿真波形中可以看到)。
1.2 LD珠海電感廠O
LDO在低頻時的PSR主要取決于運放的增益，為此選擇折疊共源共柵電路。此LDO電路基于文獻中的電路修改，如圖2所示，并采用PSR高的偏置生成電路。
1. 3 啟動電路
Brokaw核心本身存在0狀態，VQC5基極為高電平，VQC2、VQC1基極為低電平，因此引入如圖3的啟動電路。
圖3中右下角即為啟動電路。對于常規Brokaw基準，當VQC2基極電壓低于啟動電壓時，VQCS2將VQC5基極電壓拉低VQC2基極電壓拉高，使電路啟動，所以VQCS2僅需很小的基極電流就可以使電路啟動。
但是，由于本設計采用LDO供電，而LDO的參考電壓是bg，存在死循環，即bg低，則LDO低，所以基準核心的VQC5無法給VQCS2提供電流，也就無法提高VQC2的電壓即bg，因此需要外界提供大電流bias-start，使得當LDO無法啟動基準核心時，此電流可以足夠大，在RC4上產生的壓降使bg達到足夠大，繼而LDO達到使基準核心啟動所需的最低電壓，從而使電路進入自動修正狀態，模壓電感最終使bg和ref達到指定電壓。
這樣雖然能啟動，但是，正常工作時，此大啟動電流bias-start將通過VQCS1和VQCS3流向地，增加了系統的負擔。因此，在電流輸出管MB3下加入控制管MBC，并使得在正常工作時，LDO的高電壓足以使MBC關斷，從而降低啟動電路的損耗。2 仿真與分析 大功率電感廠家 |大電流電感工廠
