功率電感線性度和帶寬是跨導(dǎo)運算放大器設(shè)計考慮的兩個主要方面。帶寬的大小和跨導(dǎo)值成正比，但增大跨導(dǎo)值會使芯片功耗變大，對于相同的傳輸函數(shù)，增大電感器制作跨導(dǎo)值時，電容值也需要相應(yīng)的增大，從而增大了芯片面積。同時跨導(dǎo)值減小時，電容值也要減小，這對版圖匹配造成影響。

　　本文采用經(jīng)典的交叉耦合差動式COMS跨導(dǎo)器，其I/V傳輸特性有理想的線性關(guān)系。圖4中，M1和M2偏置電流為I；M3和M4偏置電流為nI。電路設(shè)計中，M1～M4有相同的溝道長度L，M3，M4的溝道寬度W=nL。設(shè)Y1=i1/I，Y2=i2/I，X=Vid/Vb，則輸出電流Io=i1+i2的歸一化表達式為：

　　可以看出，n值增大電感器生產(chǎn)時，β值減小，式（4）中根號內(nèi)的βX2項減小，跨導(dǎo)器線性度得到改善。n值越大，信號電流分量在M3，M4中所占比例越小，傳輸特性越接近理想狀態(tài)。

　　3 可編程電路設(shè)計

　　如圖5所示，OTA為跨導(dǎo)運算放大器，其跨導(dǎo)值可通過偏置電流（圖6所示電路）來調(diào)節(jié)。一般采用可變電阻完成，但傳統(tǒng)R-2R可變電阻結(jié)構(gòu)需要大量的控制開關(guān)，增加了電路面積，并產(chǎn)生開關(guān)操作的功耗。本文采用一種新型微功耗硬件可編程變阻電路，如圖7所示，電路基于三態(tài)門概念，端口除高、低電平，用懸空狀態(tài)產(chǎn)生第三種狀態(tài)，實現(xiàn)了27級變阻電路，總電阻表示為：

　　式中：表示第m個三態(tài)輸入產(chǎn)生的第n個進制狀態(tài)碼；Rm為第m個三態(tài)輸入驅(qū)動的權(quán)電阻（m=1，2，3；n=1，2）。

　　可編程電阻（RDAC）的輸出偏置電流：

　　又知跨導(dǎo)：

　　可見，在電源電壓確定的情況下，OTA的跨導(dǎo)值與輸入數(shù)據(jù)Rx成平方根倒數(shù)關(guān)系，跨導(dǎo)值隨著輸入數(shù)據(jù)的增大而減小。通過改寫輸入數(shù)據(jù)RDAC的值，即可實現(xiàn)26種（全零狀態(tài)禁用）變化電阻，達到改變偏置電流，產(chǎn)生跨導(dǎo)值的變化，最終實現(xiàn)濾波器帶寬的調(diào)節(jié)。

　　4 仿真結(jié)果

　　上述電路，采用1．8 V電源，TSMC 0．18μmCMOS工藝庫仿真。圖8為該濾波器-3 dB帶寬26 MHz時仿真結(jié)果，該濾波器50 MHz帶阻抑制為-40．49 dB，帶內(nèi)波紋小于0．5 dB，功耗約為21 mW，滿足設(shè)計要求。圖9為濾波器帶寬調(diào)節(jié)為14 MHz的頻響曲線。

　　5 結(jié)語

　　設(shè)計中，采用跨導(dǎo)運算放大器實現(xiàn)了一種可變帶寬低通濾波器，最高帶寬為26 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于0．5 dB，在低中頻結(jié)構(gòu)接收器中，該頻率相對較高。同時濾波器帶寬可由外部可編程電路調(diào)節(jié)變化，與普通模擬濾波器電路相比，本文設(shè)計電路具有電路簡單，易于高集成，便于后期維護等優(yōu)點，是OTA電路設(shè)計的未來發(fā)展趨勢，有著廣泛的應(yīng)用前景。