當(dāng)輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂啤．?dāng)處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡補(bǔ)償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂屏恕?
峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級電流源。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出功率電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制LC儲能電路。電感制作由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。
峰值電流模式控制PWM的優(yōu)點(diǎn):①暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快，對輸入電壓的變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快;②控制環(huán)易于設(shè)計;③輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術(shù)相妣美;④簡單自動的磁通平衡功能;⑤瞬時峰值電流限流功能，即內(nèi)在固有的逐個脈沖限流功能;⑥自動均流并聯(lián)功能。缺點(diǎn)：①占空比大于50%的開環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差;②閉環(huán)響應(yīng)不如平均電流模式控制理想;③容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性。因而需要斜坡補(bǔ)償;④對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于連續(xù)儲能電流狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流電平相比較，開關(guān)器件的電流信號的上斜坡通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關(guān)器件改變關(guān)斷時刻，使系統(tǒng)進(jìn)入次諧波振蕩;⑤電路拓?fù)涫芟拗?⑥對多路輸出電源的交互調(diào)節(jié)性能不好。
2.3平均電流模式控制PWM(AverageCurr
ent-modeControlPWM)
平均電流模式控制概念產(chǎn)生于70年代后期。平均電流模式控制PWM集成電路出現(xiàn)在90年代初期，成熟應(yīng)用于90年代后期的高速CPU專用的具有高di/dt動態(tài)響應(yīng)供電能力的低電壓大電流開關(guān)電源。圖5(a)所示為平均電流模式控制PWM的原理圖[1]。將誤差電壓Ue接至電流誤差信號放大器(c/a)的同相端，作為輸一體電感工廠出電感電流的控制編程電壓信號Ucp(Ucurrent-program)。帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號Ui接至電流誤差信號放大器(c/a)的反相端，代表跟蹤電流貼片電感器生產(chǎn)編程信號Ucp的實際電感平均電流。Ui與Ucp的差值經(jīng)過電流放大器(c/a)放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號Uca。再由Uca及三角鋸齒波信號UT或Us通過比較器比較得到PWM關(guān)斷時刻。Uca的波形與電流波形Ui反相，所以，是由Uca的下斜坡(對應(yīng)于開關(guān)器件導(dǎo)通時期)與三角波UT或Us的上斜坡比較產(chǎn)生關(guān)斷信號。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補(bǔ)償。為了避免次諧波振蕩，Uca的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號UT或Us的上斜坡。
2.4滯環(huán)電流模式控制PWM(HystereticCurrent-modeControlPWM)
滯環(huán)電流模式控制PWM為變頻調(diào)制，也可以為定頻調(diào)制[2]。圖6所示為變頻調(diào)制的滯環(huán)電流模式控制PWM。將電感電流信號與兩個電壓值比較，第一個較高的控制電壓值Uc(Uc=Ue)由輸出電壓與基準(zhǔn)電壓的差值放大得到，它控制開關(guān)器件的關(guān)斷時刻;第二個較低電壓值Uch由控制電壓Uc減去一個固定電壓值Uh得到，Uh為滯環(huán)帶，Uch控制開關(guān)器件的開啟時刻。
