摘 要： 采用0.35 m 18 V DPTM BCD工藝技術給出電流模降壓型DC-DC轉換器的功率級設計，該功率級可以輸出3 A負載電流，轉換效率可達到94.5%。主要針對轉換器中核心部分功率級進行設計，其中包括同步開關功率晶體管設計、片上電感電流檢測電路、功率晶體管驅動電路設計以及功率級的版圖設計考慮，最后給出了該功率級設計的測試結果。

　　關鍵詞： 電流模；同步DC-DC轉換器；功率級；BCD

　　當前，數字多媒體、視頻廣播設備、個人導航設備（PND）、車載電源設備的使用越來越廣泛, 為這些設備提供電源管理，常需要具有高壓大電流高轉換率效的DC-DC轉換器。為了減小設備體積和重量，電源模塊必須最小化，因此，實現轉換器的高轉換效率以及高集成度成為一種趨勢[1-2]。考慮到電壓控制模式和非同步轉換器的一些缺點，更多的系統選擇使用同步電流模式DC-DC轉換器；圖1為典型電流模同步BUCK轉換器的電路框圖，圖中陰影部分為轉換器的功率級，而電流控制模式BUCK DC-DC轉換器中功率級的設計是最重要的功能模塊之一，亦是轉換器設計的難點所在，原因在于：功率級中作為開關的功率晶體管導通電阻會影響系統轉換器的效率，在大負載電流條件下，功率開關晶體管的導通電阻還會影響芯片的熱設計,一般來講，功率開關的導通電阻與其寬長比成反比，但大尺寸器件會導致更大的芯片面積，增加芯片的成本，缺少市場的競爭力，怎樣能夠在減小導通電阻和芯片面積之間找到合適的折中點是功率晶體管設計的關鍵；其次，功率晶體管在版圖設計時的寄生效應也會影響轉換器的性能，功率晶體管的版圖優化是功率級設計的一個重要部分；最后，電流模轉換器需要對電感電流進行檢測，設計合適的低功耗電感電流檢測電路亦是功率級設計的難點。

　　基于上面的考慮，本文將以電流模式控制同步降壓型DC-DC轉換器為例，設計輸入電壓最大為18 V、典型輸出電壓為5 V、能夠提供3 A負載電流的功率級。

1 同步功率晶體管設計

　　對于單片高壓大電流集成DC-DC轉換器，功率級設計極具挑戰性，特別是高壓功率開關采用LDMOS晶體管，在大電流下需要考慮以下幾個方面： DMOS晶體管會寄生雙極性晶體管，當晶體管流過一定的電流，晶體管的漏極和源極電壓會增加到擊穿電壓，然后漏源電壓將回跳到一定的低值[3-4]；其次，在負載電流比較大時，芯片封裝時引線產生的寄生電阻[5]將不能忽略不計，如圖2所示，RP1～RP4為芯片封裝引線產生的寄生電阻，為了能夠減小其寄生電阻，在芯片封裝時，PAD與封裝管腳之間引線要避免過長；圖2中，RONMD1為主功率開關導通電阻，RONMD2為同步開關的導通電阻； Q1和Q2是由驅動電路控制的理想開關。

　　主開關的等效直流導通電阻RHS如下式所示：

　　RHS=RP1+RMD1+RONMD1+RMS1+RP2(1)

　　其中：RMD1和RMS1分別為主開關功率晶體管版圖設計時漏極和源極金屬連線產生的寄生電阻，該電阻主要由金屬連線的物理設計決定。

　　同步開關的等效直流導通電阻RLS如下式所示：

　　RLS=RP3+RMD2+RONMD2+RMS2+RP4(2)

　　其中：RMD2和RMS2分別為同步開關功率晶體管版圖設計時漏極和源極金屬連線產生的寄生電阻，該電阻主要由晶體管的物理設計決定。

　　主功率開關和同步開關晶體管一般選用N溝道LDMOS晶體管，原因在于N溝道LDMOS晶體管的電子遷移率大于P溝道LDMOS晶體管空穴遷移率，對于相同大小的導通電阻，LDNMOS晶體管的面積僅為LDPMOS晶體管面積的1/2～1/3[3]，本文設計主開關和同步開關等效直流導通電阻RHS和RLS約為88 m?贅。

2 電感電流檢測電路

　　電流模式DC-DC轉換器中，電感電流的檢測是智能功率芯片非常重要的功能之一，因此也衍生了多種電感電流檢測的方式[6]。

　　本文對電感電流檢測的方式采用間接檢測方式，圖3給出電路結構，當主開關功率（MD1）晶體管導通時，MD1的漏極電流等于電感流過的電流，為了避免直接檢測MD1電流會導致消耗更大的功耗，不利于系統的效率提高，本設計采用等比例檢測主開關MD1的漏極電流，然后通過在比例晶體管MD2的漏極連接一個較小的電阻將比例電流轉換成電壓VSENS，這樣的優點在于：采樣電流的功耗較低，由于采樣電阻連接在晶體管的漏極，電流的比例系數精確。下面給出VSENS的計算公式： 大功率電感廠家 |大電流電感工廠